技术分享 | 高线性度电光调制器研究进展

1 引 言

微波光子学利用光学设备和技术产生、操纵、传输和测量高速射频(RF)信号,将射频信号转换到光 学频域,大大提升了信号的处理带宽和处理速度,同 时降低了复杂电子系统的功耗。传统的微波光子链 路一般由多个体型光器件通过光纤连接而成,系统 对振动和温度等外部扰动非常敏感,同时器件之间 的连接也会带来一定损耗。随着半导体光电子工艺 的发展,光子器件片上集成已成为当前光子器件的 热门发展方向。将微波光子系统与集成光子技术结 合,可以大幅减小系统的占地面积和复杂性。片上 集成微波光子系统具有带宽大、抗电磁干扰、体积 小、传输损耗低、易于光电混合集成等优势,已在微波光子雷达成像、微波光子信号处理、集成光子计算 与信号处理等领域被广泛应用,其里程碑式的演示 包 括 克 尔 微 谐 振 器 梳[1]、片 上 受 激 布 里 渊 散 射 (SBS)[2]、超宽带信号的产生[3-4]、可编程滤波器[5]、 可重构信号处理器[6]和光子增强雷达系统[7]。微波光子链路(MPL)处理信号的一般流程[8] 为:1)天线获取输入的射频信号,对光源进行调制, 在频谱上将射频信号转换为光学信号;2)微波光子 系统对光信号的光谱特性等进行处理;3)使用光电检测设备恢复处理后的射频信号。

所有微波光子链路系统都离不开光学调制这一 关键步骤,即将微波电信号转化为光学信号,这一关 键步骤通常决定着整个系统的性能,包括带宽、系统 损耗、线性度和动态范围[8]。微波光子链路中使用 的 光 信 号 调 制 器 通 常 为 马 赫-曾 德 尔 电 光 调 制 器 (MZM),系统在电光转换中的非线性失真主要由电光调制器引起。MZM 的调制曲线一般为余弦函数 形式。为了实现近似线性调制,通常将调制器的工 作点固定在π/2相移处,即处于正交偏置点处,但这 不能满足微波光子链路对调制器线性度的要求,因 此信号失真较为严重。从频域来看,由于调制器固有的非线性,在输出端产生了不期望的杂散分量,最 终导致了较高的互调失真(IMD),严重限制了微波 光子 处 理 器 (MWP)链 路 的 性 能。稳 定 高 效 的 MWP系统[9]要求调制器具有低于10dB的低噪声 系数 和 超 过 120 dB·Hz 2/3 的 无 杂 散 动 态 范 围 (SFDR)。典型的硅 MZM 和微环调制器的 SFDR 分别在97dB·Hz 2/3[10]和84dB·Hz 2/3[11]左右,所以 迫切需要高线性度的电光调制器。

 

为了使 MZM 线性化,人们已经进行了大量研 究工作,从电学域与光学域两个方面进行线性化调 控。电学域中常用的方法有电域预失真法、电域后补偿法等,就是通过对输入或输出的电信号进行处 理,消除非线性项,提高线性度。通常,这种方法需 要复杂的电子控制设备,带宽较小,系统稳定性较 差,传输速率易受电子补偿设备速率的限制,成本较 高。光学域线性化方法一般有双偏振控制法、光域 后补偿法、微环辅助 MZM 法和马赫-曾德尔干涉仪 (MZI)串/并联法等,这些方法通过对光的特性进行 调 控,在 调 制 器 内 部 直 接 消 除 了 三 阶 交 调 失 真 (IMD3),极大地提升了线性度,无须对电信号本身 进行干预,减少了额外的线性化控制补偿设备,是目 前电光调制器线性化研究的热点方向。本文首先简要介绍了电域上实现线性化的方 法;之后从 MZM 非线性的基本原理出发,重点关注 光学域线性化方法,详细综述了 MZI串/并联法与 微环辅助法的最新研究进展,并分析了两种方法各 自的优缺点;最后,对高线性度薄膜铌酸锂调制器的应用前景与高线性化潜力进行了展望。

2 MZI非线性化的基本原理与指标

2.1 MZI非线性化的基本原理

图1表示一个理想的 MZI结构。不 考 虑 波 导 损 耗,并认 为 波 导 性 质 对 称,设 输 入 光 场 为 E_in = E0exp(jwct),Y 分支处为等功分器,上下臂的偏置 电压 分 别 为 V₁ 和 V₂,调 制 信 号 电 压 为 v₁ (t)和 v2(t),则可知经过上下臂调制后的光场输出为

式中:E₀ 为输入光强;w_c 为输入信号光频率;t 为传 输时间;V₁、v₁ 为上臂直流偏置电压和调制电信号; V2、v2 为下臂直流偏置电压和调制电信号;Vπ 为半波 电压。一般情况下,MZI调制器为推挽式结构,即

图1 MZI结构示意图

则可得输出光功率为:

式中:Eo*ut 为 输 出 光 强 复 共 轭;Eout 为 输 出 光 强;

I0 为输入光功率;VDC 为直流偏置电压。 

一般情况下,在微波光子链路中需要处理多个不同频率分量的信号,过多的频率分量会加大分析 调制器非线性的复杂度。为了简化分析,通常采用 双音调制进行分析。假设加载在 MZI上的调制信 号为单频率正弦信号,将其代入式(4)所示的输出光 功率表达式中,再通过贝塞尔函数将其展开,可得到 光功率与不同谐波分量之间的关系。其中,偶次项 谐波分量的 系 数 均 为 关 于 直 流 偏 置 相 位 的 余 弦 函 数,调节直流偏置电压使直流偏置相位为 π/2,则可 自动消除 偶 次 阶 失 真。MZI的 工 作 点 通 常 刚 好 就 设置在 π/2 相位处,所以人们重点关注的是 MZM 中奇次项的非线性失真。

假设加载在 MZI上的调制信号为双音信号 v(t)=v1sinω1t+v2sinω2t, (5)

式中:ω1 和ω2 为输入双音信号的频率。把直流偏 置相位设置在π/2处消除偶次项,再通过贝塞尔函 数展开可得其各频率分量与幅度的关系,如表1 所 示(J0 和J1 为零阶和一阶贝塞尔函数;m1 和 m2 为 πv1/Vπ 和πv2/Vπ)。

表1 双音信号各频率分量与对应的幅度 

基频信号ω1 和ω2 为所需信号,而3ω1、3ω2 及其 以上的频率分量距离基频较远,可以使用低通滤波器 全部滤除。2ω1 -ω2 与2ω2 -ω1 这两个杂散频率分 量距离 基 频 较 近,不 易 滤 除,称 这 两 项 为IMD3 项。

这两项是 MZI调制器非线性的主要原因。本文重点 介绍光域线性化方法,关注调制器中IMD3的消除, 直接从光学原理上提高电光调制器的线性度。

2.2 MZI非线性化评价指标

2.2.1 SFDR

SFDR[12]定义为系统中非线性失真信号的功率与接收机的基底噪声相等时,基频信号输出功率与非线性失真信号输出功率的范围。如图2 所示,基频信号与输入信号呈线性关系。IMD2功率与输入射 频 功 率 具 有 二 次 关 系,相 对 于 输 入 信 号 功 率,IMD2功率的斜率为2;IMD3功率与输入功率成立 方关系,其斜率为3。在某一点上,基频信号功率和 N 阶IMD 功 率 将 相 交,该 交 点 为 截 距 点。根 据 该 点可定义每个失真阶的输入截取点(IIPn)和输出截 取点(OIPn)。这 两 个 截 取 点 与 链 路 增 益 有 关,即 OIPn(dBm)=IIPn(dBm)+Glink(dB),其中 Glink 为 链路增益。然而,这些截距点一般无法直接测量,可 通过对基频信号和IMD3信号进行线性拟合来近似 测量。在图2中,SFDR 表示 输 入 基 频 信 号 功 率 和 N 阶互 调 失 真 (IMDn)功 率 等 于 噪 声 功 率 的 情 况 下,保持IMDn 功率低于噪声功率时可以实现的最 大输出信噪比(SNR)。

图2 MWP链路中各信号分量输入输出功率之间的 关系[13]

SFDR 的具体表达式[13]为 :

式中:FN 为噪声功率;SFDR的单位为 

2.2.2 载波抑制比

载波抑制 比 (CDR)定 义 为 基 波 和 高 次 谐 波 之间的功率差,通常用dB表示。CDR 越大,表示调制 器的线性度越好。高线性度的调制器通常需要满足 基频与三阶交调分量的 CDR 大于等于基频与底部 噪 声 的 CDR,以 完 全 消 除 IMD3。图 3 所 示 为 MWP链路的典型双音测试输出射频频谱图。

图3 MWP链路的典型双音测试输出射频频谱图[13] 

3 电域线性化方法

3.1 电域预失真法

电域预失真[14](这 是 商 用 外 部 调 制 CATV 光发射机中最常用的技术)对施加在调制器上的信号 本身进行处理,如图4 所示。该技术特意在射频信 号中引入arcsine失真,之后再将信号加载在 MZM 调制器上,信号本身自带的arcsine失真奇次项与调 制器固有失真的奇次项相互抵消,从而提高线性度。这种方法针对调制器的失真特性人为地在信号中引 入合适的失真,相当于把调制器作为消除预失真的工 具,信号经过调制器后线性输出。这种方法并未从根 本上提高调制器的线性度,并且需要精确控制引入的 失真信号,需要使用高速非线性的电子装置,不利于 其在高速电光调制器上的应用。随着工作时间延长,器件本身存在温漂等不稳定因素,其非线性项可能发 生改变,这就要求失真信号能自适应调制器的特性变 化,因此整体系统较为复杂,且线性化效果一般。

图4 电域预失真示意图[14] 

3.2 电域后补偿法 

电域后补偿法的原理如下:光调制器后输出的是含有失真的信号,在将光信号转化为电信号时,通过设置数字采样的形式来抵消调制器带来的奇次失真项[15],从而对光调制器进行线性化。这种方法同样不能从非线性的源头对其进行抑制,需要精确的电子控制,实现方式较为复杂。此外,还有其他电子线性化实现方法,如电子前馈法[16]与宽带自适应电子前馈法[17]。

从电子域上对 MZI光调制器进行线性化的研 究主要集中在20世纪末期,当时调制器主要为体型 调制器,在光域和微纳尺度上进行精确控制的研究 相对较少。随着集成光子的迅速发展,集成光子薄 膜波导器件成为主流,出现了一系列从光域上进行 线性化的方法与手段,并取得了较好的效果。

4 光域线性化方法

4.1 双偏振法

双偏振法的基本思想是控制 TE 与 TM 光的三阶失真项,使 其 相 互 抵 消。1988 年,麻 省 理 工 学 院 的Johnson 等[18]报道了一种减小调制器互 调 失 真 的双偏振技术,其原理为:调整通过器件的 TE 模和 TM 模功率的相对分量,使 TE 与 TM 的三阶交调 项相互抵消,从而提高调制器的线性度。但该方法 会导致调制器的灵敏度降低,主要适用于电驱动功 率不受限制的工况。该技术所使用的偏振线性调制 器的结构如图5所示。

图5 偏振线性调制器的结构[18]Fig 5 

然而,以上方法需要在正交位置有精确的直流 偏置,以便 TE 和 TM 模式的三阶失真项反向等大, 否则可能无法实现IMD3的抑制。为了解决这一问 题,可以在z 切向铌酸锂 MZM 的前后各加一个线 性偏振器[19-20],如图6 所示。由于铌酸锂晶体的各 向异性,射频电信号对 TE(x 向)与 TM(z 向)光的调 制量会有所不同。光首先通过一个与z 向呈α 角的 线性偏振器,经 MZM 调制后,TM 光的三阶失真量大 于 TE光的三阶失真量;接着,光通过一个与z 向呈β 角的偏振器,通过适当选择两个偏振器的夹角即可消 除IMD3。而且,无论 MZM 调制指数为何值,互调失 真都能得到明显抑制。实验测得 MZM 的 SFDR 相 比于普通 MZI提高了15dB·Hz2/3。

图6 双偏振器 MZM 的结构示意图[19]

为 了 进 一 步 加 强 对 TE 与 TM 的 控 制,Zhu 等[21]在双偏振器法的基础上提出了两个 MZI并联 的方法,如图7所示。两个 MZI并联的系统包括偏 振分束器(PBS)、偏振合束器(PBC)和两个z 切 向 铌酸锂 MZM。在双偏振调制器中,光波被 PBS 分 成两个分支,由于 PBS 的偏振依赖性,只 需 调 整 双 偏振调制器前的偏振控制器(PC),就可以灵活地调 整功率分配比。同时,Zhu 等分别对 TE 与 TM 光 进行调控,调节 PC 的极化角为 79°或 101°,同时采 用 低 偏 置 技 术 降 低 噪 声 功 率,通 过 仿 真 实 现 了

124.4dB·Hz2/3 的 SFDR,该 值 相 比 普 通 MZM 提高了22dB·Hz2/3。

图7 双偏振并联 MZM 调制器[21]。(a)模型示意图;(b)双偏振调制器和传统双边带调制链路(ODSB)方案输入和输出射 频功率之间的关系

上述偏振复用并联 MZM 方案[18-21]涉及较多电子控制设备,系统带宽和频率受到了 一 定 限 制。另 外,MZM 的工作点均设置在消光点而非正交偏置点 处,所以忽略了二阶失真项(HD2),只消除了三阶失 真项。随着多倍频程应用的出现,在偏振复用双并联 MZM 中消除二阶失真项变得越来越重要。

2016年,南 京 大 学 的 Zhu 等[22]通 过 将 偏 置 点 控制和射频功率分配方法结合,设计了偏振复用双 并联 MZI调 制 器 (PDM-DPMZM)。如 图 8 所 示,母 MZI调制臂上下各有一个次级 MZI,每个子 MZI 的两个调 制 臂 上 又 各 有 一 个 子 MZI。在 每 个 次 级 MZI中,将一个子 MZI偏置点设在最大传输点,另一个子 MZI设在最小传输点,当两个次级 MZM 的 两个输出被光电检测器检测时,获得的基频项是同 相的,而二次谐波是互补的。通过调整引入到两个 子 DPMZM 上的射频功率来抑制IMD3,调整偏置 点相 位 与 射 频 分 配 (βi ),使 它 们 满 足 -sinφ11/ sinφ21=β32/β31 和-sinφ11/sinφ21 ≠β2/β1,当调制信号被 光 电 检 测 器 检 测 时 就 会 产 生 两 个 互 补 的 IMD3项,因 此IMD3 被 完 全 消 除。PDM-DPMZM 的二阶无杂散动态范围(SFDR2)和三阶无杂散动态 范围(SFDR3)分别为82dB·Hz1/2 和110dB·Hz2/3,与低偏置 MZM 相比,其 SFDR2 和 SFDR3 分别提 高了12dB·Hz1/2 和13dB·Hz2/3。

图8 基于偏振复用的双并联 MZI调制器[22]。(a)模型示意图;(b)基于 PM-DPMZM 的多倍频程线性化链路的SFDR性能 

然而,在上述方案中,抑制IMD3和 HD2 项分 别需 要 一 对 光 路,因 此 母 MZI 中 嵌 套 了 4 个 子 MZI,器件 结 构 相 对 复 杂。西 北 工 业 大 学 的 Wang 等[23]设计了一种增强化的模拟光子链路线 性 化 方 法,该方法将功率加权、偏振复用和偏置控制技术三 种线性化方法结合起来使用,实现了IMD3和 HD2 的同时抑制。该线性化链路如图9(a)所示,光通过 光耦合器(OC)分为两束功率相等的光进入分支,每 个分支的入射光进入并联的子 MZM 中,分别被两 个不同功率的射频信号进行强度调制;使用偏振旋 转器(PR)和偏振组合器(PBC)将两个正交 偏 振 光 (即 TE 和 TM 模式)组合,在光探测器(PD)之前的 光路中放置一个 PC 和一个线性偏振器,通 过 调 整 偏振入射角,使 PD 仅接收一种偏振状态 的 光。如 图9(b)~(c)所示,实验测得线性链 路 的IMD3 下 降了25.1dB,三阶失真的 SFDR 相 较 于 传 统 正 交偏置链路提高了16.9dB·Hz2/3。相比文献[22]中的 PDM-MZM,线性链路的二阶和三阶失真均略有提高,同时简化了结构与控制难度。 

4.2 MZI串/并联法

MZI串/并联法的基本思想是用一个 MZI来补 偿另一个 MZI带来的三阶失真,常用的连接方式有 直接串联和嵌套并联两种。1990年,Korotky等[24] 对两个并行连接的光调制器[如图10(a)所示]进行 低失真模拟光传输理论分析,在光功 率 和 驱 动 电 压 小幅度 增 加 的 情 况 下,线 性 化 得 到 了 明 显 改 善。

1998 年,Marhic[25] 扩 展 了 MZI 连 接 的 方 法,如 图10(b)所示,他先将一束光拆分为 M 路,产生的 M 束光波通过 M 个相位 调 制 器 后 重 新 合 束 输 出,然后施加 电 压 对 不 同 的 光 路 进 行 独 立 调 制,使 不 同光路的相位满 足 一 定 的 匹 配 条 件。该 方 法 理 论 上可以消除任意 阶 次 的 失 真 项。以 上 研 究 虽 然 没 有考虑器件的稳定 性、动 态 范 围、调 制 电 压 和 工 艺 误差等因素,但 从 理 论 上 完 善 了 多 个 MZI相 互 连 接实现线 性 化 的 方 法,为 调 制 器 的 线 性 化 提 供 了 一条途径。

图9 增强化的线性化模拟光子链路[23]。(a)链路示意图与上下子 MZM 工作点示意图;(b)双音测试频谱,左图为传统的 正交偏置链路,右图为增强化的 线 性 链 路;(c)SFDR 特 性 曲 线,左 图 为 传 统 的 正 交 偏 置 链 路,右 图 为 增 强 化 的 线 性 链路[23]

图10 双并联与多级并联调制器示意图。(a)双并联调制 器[24];(b)多级并联调制器[25]

4.2.1 MZI并联法

双并联 MZM 法 的 主 要 思 想 是 控 制 驱 动 两 个MZM 的射频信号幅度,使上下 MZM 产生的IMD3 符号相反,大小相等,从而使两个 MZM 引起的失真 相互抵消。与 微 环 辅 助 MZM 相 比,并 联 MZM 具 有更宽的光带宽以及更高的工艺容差和温度容差。以双音调制(w1 与 w2)为例,IMD3 有两 个 主 要来源,一是光载波带(OCB)中的基本分量和二阶杂散分 量 (w1 -w2 和 w2 -w1 ),二 是 一 阶 边 带 (1-USB/1-LSB)中 的 三 阶 杂 散 分 量 (2w1 -w2 和 2w2-w1)。

双并联 马 赫-曾 德 尔 电 光 调 制 器 (DPMZM)基 本可以分为两种实现方案。一种是从光谱中的光学 频量角度出发的方案,即:虽然系统本身的IMD3仍 然存在,但通过调控手段,可以在系统中产生一个与 系统本身IMD3信号具有相同振幅、相反相位的频 率信号,这组IMD3 在输 出 端 PD 检 测 时 可 以 相 互 抵消[26]。这种方案的线性化方法有两种,一种是通 过控制射频信号功率幅值分配比来实现,另一种是 通过调整射频信号的相位和 MZM 的偏置电压来实 现[27]。然而,这种方案需要精确控制 DPMZM 输入 和输出光功率的不对称分配比、射频信号的不对称分 裂比和偏置工作点,同时,基波信号的功率也会降低。

另一种方 案 是 在 光 域 中 从 源 头 上 减 少IMD3, 即在系统中就消 除IMD3,输 出 端 检 测 不 到 杂 散 信 号。该方案的目的是去除二阶杂散成分,二阶杂散 成分是 OCB中IMD3 的主要来源之一。这种方案 的线性化方法也有两种,一种是带载波的光学单边 带(OSSB+C)调制方法[28],另一种是带载波的光学 双边带(ODSB+C)调制法。这两种方法都是将载 波抑制信号与未调制的光载波重新组合,而且抑制 了由基波分量与二阶杂散分量产生的IMD3;然而, 一阶边带 中 的 三 阶 杂 散 分 量 仍 然 存 在 于 DPMZM的输出处,它们是IMD3的主要来源。因此,系统的SFDR 仍然是有限的。

Liu等[29]为了在光探测之前消除IMD3的所有 主要成分,从而抑制IMD3并改善微波光子链路的 SFDR,采用第二种方案的思想,设计了 DPMZM 结 构,如图11所示。实验结果表明,通过适当调整射 频信号的相位和 DPMZM 的偏置电压,可以抑制两 个子 MZM 的 OCB中的二阶杂散分量,并且每个子 MZM 的一阶上边带(1-USB)中的三阶和五阶杂散分量具有相同的振幅,但两个子 MZM 中的这些杂 散分量正负相反。因此,当两路光束在 DPMZM 的 输出处合束时,杂散分量可以抵消掉。接着,通过带 通滤波器提取 OCB和1-USB,形成传输的微波光子 信号,如此,在光电探测器检测之前,便消除了所有 对IMD3有贡献的主要光学杂散成分。理论分析与 仿真结果表明,与传统的正交偏置 MZM 系统相比,DPMZM 系统 的IMD3 被 抑 制 了 约 30dB,链 路 的SFDR 提高了18dB·Hz2/3。

图11 基于 DPMZM 的线性化模拟光子链路示意图[29]

2016年,上海交通大学报道了一种具有单驱动 推挽行波电极的双平行并联硅 MZM[30],如图12所 示,它由两 个 上 下 嵌 套 的 单 驱 动 推 挽 MZM 组 成。其中:单驱动推挽配置具有低啁啾、低负载电容和简化射频连接接口的优点;顶部次级 MZM 作为主调 制器,其偏置位于正交点;底部次级 MZM 作为辅助 调制器,对主调制器起辅助作用,其偏置点位于消光 点处,与主调制器偏置点不同。主调制器的 输 入 光功率高于辅助调制器,但射频驱动功率低于辅助调制器,这样,通 过 适 当 选 择 两 个 调 制 器 的 输 入 光 功率、射频功率的比率、偏置电压以及工作点,就可以消除初级和次级调制器的三阶失真,而基频信号功率仅轻 微 降 低。 与 主 MZM 相 比,双 平 行 并 联 硅MZM 的IMD 可以被抑制约9.9dBm,基音仅减小1.1dBm,在10GHz时 SFDR 提高2.9dB·Hz2/3,达到96.5dB·Hz2/3。

图12 双平行并联硅 MZM 的结构示意图与显微图[30]

在图12所示的双平行并联硅 MZM 中,需要控 制两个子 MZM 的射频信 号 功 率、输 入 功 率 与 偏 置 点,需要控制的变量较多。为了减少控制变量,简化 控制系统,人们从射频电极和偏置电压的控制两方面 进行了研究。在射频电极方面,2020年,Wang等[31]提出了一种单个集成偏振复用 MZI调制器,如图13所示。该 调制器结构紧凑,操作简单,优点是只需要一个调制 器,每个子调制器中仅使用一个电极,另一个电极留 空。通过推导可知,适当选择两个子调制器中射频信 号的电功率分配比和直流偏置角,使其满足相应的匹 配条件,就可以构造两个相位相反的非线性失真信 号,从而抵消链路中的IMD3交调失真。实验测得该 基于单 个 集 成 偏 振 复 用 MZI链 路 的 SFDR 可 达 到109.5dB·Hz2/3,与基于单个 MZM 的传统链路相比,该链 路 的 IMD3 降 低 了 33.7 dB,SFDR 提 高 了17.6dB·Hz2/3。而且该链路对双音信号频率差的容忍范围较大,将双音信号的一个频率固定在20GHz,改变另 一 个 频 率,随 着 频 率 差 从 0.1 GHz增 大 到1.5GHz,SFDR将稳定在109~110dB·Hz2/3 之间。

图13 单个集成复用 MZI调制器示意图[31

在偏 置 电 压 控 制 方 面,在 文 献 [27]的 基 础 上, Jiang等[32]设计了一种仅利用电相移与光偏置相移即可从理论上完全消除IMD3的双并联 MZM 调制器, 如图14所示。通过理论计算可知进行如下设置即可 在输出光功率中完全消除三阶失真项:在射频电信号 相位上,MZI1电信号的相位差设为 π,MZI2无电相位差;在 光 偏 置 相 位 上,MZI1 的 偏 置 电 压 设 为Vπ, MZI2的偏置电压设为Vπ/2。实验测量结果显示,与 传统的 MZM 相 比,该 方 案 对IMD3 的 抑 制 提 高 了 29dB,SFDR提高了11.2dB·Hz2/3,但该方法测得三阶失真频率幅值仍明显大于背景噪声,相比于第一种 对射频信号控制的方法,线性化效果还有待提高。

图14 相移法双并联 MZM 调制器[32]

4.2.2 MZI串联法

1995年,斯 坦 福 大 学 的 Sabido 等[33] 将 两 个MZM 调制 器 串 联 设 计 了 串 联 线 性 化 调 制 器,如 图15所 示 。

图15 串联线性化调制器的示意图[33]

第 二 个 调 制 器 补 偿 第 一 个 调 制 器 引 入的非线性,通过调整两个调制器的偏置电压以及两 个射频输入信号到每个端口的相对振幅和相位,就 可以抑制非线性。该调制器的插入损耗为5.3dB,半波电压约为4.4V,与传统调制器相比,其 SFDR提高了11.4dB·Hz2/3,IMD3降低了34dB。但是,该串联线性化调制器需要对输入端口处的偏置电压 以及射频信号的振幅和相位进行精确调整,而且对 温 度比较敏感,需要额外的电路来控制偏置电压和稳定温度。2020年,浙 江 大 学 的 Zhang 等[34]展 示 了 一 种双串联结构的高线性硅基 MZM,该 MZM 由两个相 同的硅载流 子 耗 尽 型 MZM 串 联 而 成,如 图 16 所 示。

图16 硅基双串联 MZM 的示意图和显微图[34]。(a)示意图;(b)显微图

相移器长500μm,在波导旁放置加热器来调节MZM 的偏置 点。在 两 个 串 联 的 MZM 上,通 过 适 当调整 驱 动 射 频 信 号 的 功 率 分 配 比 就 可 以 抑 制IMD3分 量。与 文 献 [30]中 的 双 并 联 硅 MZM 相 比,该双串联结构的高线性硅基 MZM 减少了所需 控制的变量,仅通过调制功率分配比就可实现更高 的线 性 度。在 1 GHz 和 10 GHz 下,该 MZM 的SFDR高达109.5dB·Hz2/3 和 100.5dB·Hz2/3。同时,Zhang等还指出 SFDR 是一种链路度量,它不仅 取决 于 调 制 线 性 度,还 取 决 于 掺 铒 光 纤 放 大 器 (EDFA)的增益和噪声系数、激光器的相对强度噪声 (RIN)以及其他链路参数。如果使用低 RIN 激光器 进一步降低链路的基底噪声,测量的SFDR将更高。MZI串/并联方法在提出时间上早于微环辅助 法,其缺点是:1)需要严格控制制造公差;2)光损耗 较高;3)由于使用多个调制器导致成本较高,并且补 偿安排比较复杂。

4.3 微环+MZI法

4.3.1 微环辅助 MZM(RAMZM)的基本原理分析,图17是一 个 微 环 谐 振 腔[35]的 结 构 示 意 图,可 见,该微环谐振腔可以表示成一个直波导与环形波导的耦合结构。

图17 微环谐振腔的结构示意图

光从a1 口进入,根据微环传输矩阵,有

式中:κ 为耦合 系 数,τ 为 透 射 系 数,且κ2 +τ2 =1。光在微环中传播一周,有

式中:β、R、θ 分别为光在波导内的传播常数、微环的 半径、光环行一周的相移。将以上关系代入微环传 输矩阵可得微环直通波导调制曲线的表达式为

式中:α 为微环的衰减系数。

RAMZM 的 一 般 性 结 构 如 图 18 所 示。在MZM 的 调 制 臂 旁 加 上 一 个 微 环,光 通 过 MZM 的 调制臂 后 进 入 微 环,通 过 微 环 的 超 线 性 相 位 抵 消 MZM 带来的IMD3。在理想情况下,不考虑损耗且假设波导性质相同,将微环调制曲线代入 MZM 的输出光场表达式,可得

式中:Ein 为输入光强;T(θ)为微环传递函数;φR 为 微环相移;L1 和L2 为 MZM 调制臂的长度;k 为光 波矢的大小;n 为材料折射率。则输出光功率为

式中:Eout 为 输 出 光 强;Iin 为 输 入 光 功 率;Δφ 为 MZM 的直流偏置相位。

图18 RAMZM 的结构示意图

将式(10)所 示 的 微 环 调 制 曲 线 表 达 式 代 入 式 (12),经欧拉变换化简可得

上式即为理想情况下微环辅助 MZM 的线性化调制 函数。MZM 的 非 线 性 主 要 由 三 阶 项 引 入,要 想 提 高线性化,就得使输出光功率泰勒展开后的三阶项 系数为零。对式(13)进行三阶求导,可得

令式(14)为0,则有τ=2- 3≈0.268,对应耦合系 数与透射系数为

 以上 关 系 即 为 微 环 辅 助 MZM 法 的 线 性 化 条 件。当满足以 上 关 系 时,IMD3 在 理 论 上 可 以 被 完 全消除。

4.3.2 RAMZM 法的研究进展 

2003年,Xie等[36]在 MZI的上下调制臂旁放置微环结构(如 图 19 所 示),将 调 制 信 号 施 加 到 微 环上,调整微环的相位,使其与 MZI的三阶失真项相 互抵消,结果 发 现IMD3 比 标 准 MZM 的IMD3 小5~10dB。虽然 Xie等仅进行了数值模拟,而且器件带宽仅为标准 MZI调制器的一半,但他们证明了 微环辅助 MZI结构提高线性度的可行性与效果。

图19 推挽方式 RAMZM 示意图[36]

为 了 进 一 步 提 高 RAMZM 的 线 性 化 效 果,Dingel等[37]提出了一种具 有 相 位 调 制 和 腔 调 制 组 件的线性调制器(IMPACC)。该调制器将 MZM 调 制器中的射频驱动相位调制器(PM)和微环谐振器 (RR)组合,如图20 所示,组合方式有两种,一种是 PM 与 RR 集中在 MZI的一个调制臂上,另一种是 PM 与 RR 分别放置在 MZI的两个调制臂上。该调 制器的特点是 PM 和 RR 由频率相同但功率不同的 射频信号驱动,射频功率由可变射频功率分配器控 制。输出光的基频与三阶失真项均是与射频功率比 有关的函数,通过调制射频功率比和微环透射系数,可以将IMPACC 模型简化为 RAMZI和标准 MZI 调制 器,所 以 IMPACC 可 以 看 作 是 RAMZM 与 MZM 的统一化模型。IMPACC 的独特优势在于其 有内部微环透射系数与外部射频功分比两个参数相

图20 IMPACC 的两种配置结构[37]

互配合,可以通过调整电信号的比例来补偿微环损耗带来的线 性 度 下 降,可 以 显 著 改 善 工 艺 误 差;同时,还可以通过可编程化控制实现自适应 SFDR 效果,动态调谐器件的 SFDR。理论与仿真分析表明,IMPACC 的 SFDR 值 比 标 准 MZI 调 制 器 高 20dB·Hz2/3,比标 准 微 环 辅 助 调 制 器 (RAMZI)高3~5dB。之 后,Dingel等 进 一 步 完 善 了 RAMZM方法的理论模型,建立了系统的统一化模型,提出了 自适应 SFDR 的 概 念,并 进 行 了 初 步 分 析,为 微 环 辅助法的发展奠定了基础。

2012 年,Gutierrez 等[38] 首 次 实 现 了 一 个 与 CMOS工艺兼容的硅基微环辅助 MZI的演示,如图 21所示,MZI两个调制臂的长度均为215μm,并在波导 中 间 加 入 了 P 型 掺 杂 的 狭 缝,微 环 半 径 为40μm,耦合长度为1μm。光调制器在200 mm 厚的 SOI(绝缘体上硅)晶片上制备,采用深紫外光刻 和离子注入技术获得了高掺杂 P 区与 N 区。波导 和狭缝采用深紫外光刻技术进行图案化,采用反应 离子刻蚀技术进行硬掩模刻蚀,之后用硼注入(狭缝 中的 P区)的 方 式 获 得 波 导 中 间 的 掺 杂 层,接 着 采 用光刻和离子注入获得脊波导左右的 P 区与 N 区 掺杂,然后进行热退火,最后在二氧化硅层上沉积一 层金属,对 金 属 层 进 行 刻 蚀 获 得 电 极。该 工 艺 与 CMOS工艺完全兼容,可用于大批量制造。对调制 器进行正交偏置并施加1GHz射频信号时,可以获得71.65dB·Hz2/3 的SFDR。但他们并未优化微环与波导间耦合的相关参数,设计的耦合系数约为0.3,而 且未考虑耦合系数与三阶交调项之间的关系。

图21 CMOS工艺兼容的硅基微环辅助 MZM[38]。(a)微环辅助 MZM 示意图;(b)波导横截面;(c)调制器俯视图 

 

2013年,康奈 尔 大 学 的 Cardenas等[39]在 文 献 [38]的基础上演示了经过优化的线性化双微环辅助 MZI调制器,如 图 22 所 示。该 器 件 由 一 个 对 称 Y 分支结构 组 成,每 个 臂 旁 边 有 半 径 为 70μm 的 微环,形 成 上 下 双 微 环 结 构,进 一 步 增 强 了 微 环 对MZI非线性 项 的 抵 消 作 用。对 耦 合 参 数 进 行 优 化 (设置耦合系数为0.87),使微环谐振器的超线性相 位响应尽可能抵消 MZI正弦响应的三阶分量,实现 了三 阶 无 杂 散 动 态 范 围 (SFDR3)在 1 GHz 时 为106dB·Hz2/3,在10GHz时为99dB·Hz2/3。

图22 优化双微环辅助线性调制器[39]。(a)显微图像;(b)1GHz和10GHz下测得的 SFDR 特性曲线

在微环辅助设计中,微环中的非线性项主要由微环与波导间的耦合系数决定。假设环内的相位随偏置线性变化,随着耦合系数从 1 减小到 0.86,微环引入的固有负非线性部分项减小到 0,当耦合系数低到一定程度时,非线性项会改变其符号变为正值[36]。因此,可以通过合理地选择耦合系数来调整微环相位控制器中引入的非线性项的大小,进而消除 MZI设计中固有的非线性。

为了提高硅基 MZM 的线性度,还可以从硅材料 本身的一些性质入手。为了消除硅材料带来的非线 性影响,Zhang等[40]在硅基异质集成 MZM 制备(工 艺流程如图23所示)中采用了非均匀异质集成的Ⅲ-Ⅴ材料。由于该材料不是中心对称结构并具有直接 带隙,因此,除了硅中存在的等离子体色散效应和克尔效应外,它还表现出强烈的普克尔效应和量子受限 斯塔克效应(QCSE),这为实现高线性度 MZM 提供 了额外的自由度。器件键合Ⅲ-Ⅴ族堆栈中有15 个nAlGaAs量子阱的有源区,其光致发光(PL)波长集 中在1360nm,通过推导计算可知与等离子色散、带隙填充对应的非线性系数为负,与 QCSE效应对应的 非线性项为正,且 QCSE 效应不会随外加电压而饱 和,普克尔效应只有线性项非零。由于非线性项系数 取决于波长,特别是与 QCSE 相关的系数,因此在一 个特定的波长下,QCSE的正三阶失真将补偿带隙填 充、等离子色散和 MZI本身的负失真。Zhang等在10GHz下实现了112dB·Hz2/3 的SFDR,此值与商用铌酸锂 MZM 的 SFDR 相当。在此之后,Zhang等[41] 将微环辅助的方法引入Ⅲ-Ⅴ/硅基 MZI调制器,设置 双微环结构,同时将普通微环调整为跑道型微环(如 图24所示),以更好地控制耦合效率。每个微环中的 异构台面长250μm,宽2.5μm。为了增大Ⅲ-Ⅴ多量子阱(MQW)堆栈中的光学模式限制因子,他们将Ⅲ-Ⅴ族台面下的硅波导宽度设计成600nm,并分别对强耦合(0.89)环和弱耦合(0.74)环进行了测试。测试

图23 硅基异质集成 MZM 工艺流程[40].(a)Si-WG 蚀刻;(b)材料键合;(c)Ⅲ-Ⅴ刻蚀和 N 接触;(d)金属化

图24 硅上异质集成 RAMZM 结构与工艺流程示意图[41]

结果表明,在强耦合设计中实现了117dB·Hz2/3 的最大SFDR,在弱耦合设计中实现了117.5dB·Hz2/3 的最大SFDR。强耦合异质 RAMZI器件在最佳 SFDR 偏置下具有更低的损耗,因此更为实用。微环辅助法对微环与 MZI直波导间耦合系数 的控制要求较高,而微环与直波导间的耦合在一定 程度上可以看作是小范围的定向耦合,耦合效率与 波导耦合间隙之间为指数级关系,容易受到工艺误 差的影响。2016年,上海交通大学的 Chen等[12]设 计了一种可调谐的微环辅助 MZI器件(如图 25 所 示),将 MZI与微环嵌套后,可以通过电极、相移器 和光衰减器 来 调 节 MZI与 微 环 的 耦 合 系 数、透 射率,有利于消除工艺容差带来的影响。整个器件由 上到下主要分为三大部分:上面部分为跑道型微环 谐振器,500μm 长 的 L 形 PN 结 进 行 高 速 相 位 调制,这种结形状可以最大化 PN 结 耗尽 区和光学模 式之间的重叠,从而提高调制效率;中间部分为一个 小的子 MZI耦 合 器,子 MZI耦 合 器 的 每 个 臂 长 均 为600μm,并与 150μm 长 的 热 移 相 器 集 成,热 移相器可以调 节 耦 合 系 数;下 面 部 分 为 母 MZI,其 下 臂嵌 入 了 300μm 长 的 可 变 光 衰 减 器 (VOA)和150μm 长的热移相器。该器件的片上插入损耗为5dB,在1GHz下,SFDR 为111.3dB·Hz2/3,与商用铌酸锂调制器的 SFDR 值相当。

图25 可重构硅基 RAMZM[12]。(a)模型示意图;(b)器件 PCB封装图

4.4 薄膜铌酸锂调制器线性化的研究进展 

硅材料的高速折射率调制通常是通过自由载流子等离子体色 散 (FCD)效 应 实 现 的。FCD 效 应 和 PN 结调制都是非线性的,这会降低光调制幅度,并 且在使用高级调制格式时可能会导致信号失真,从 而使得硅 调 制 器 的 线 性 度 较 铌 酸 锂[42]、聚 合 物[43] 和电吸收调制器[44]的低。与射频 光 子 学 系 统 中 使 用的铌酸锂 MZM 调制器 相 比,硅 MZM 调 制 器 的 线性度要差得多[45]。铌酸锂材料具有普克尔效应,因此能够表现出优异的电光 调 制 特 性[46]。近 几 年 报道 过 的 线 性 度 较 高 的 硅 MZM 调 制 器[10] 具 有97dB·Hz2/3 的 SFDR,而 铌 酸 锂 MZM 调 制 器 的SFDR 可高达113dB·Hz2/3[42]。这主要是因为硅中的折射率调制是通过一种相对较弱的机制———电荷 注入实现的,这种机制是强非线性的。

铌酸锂材料具有带宽大、调制特性好、损耗低、 易于集成化以及与半导体工艺兼容等特点,被誉为 光学界的“硅”;此外,铌酸锂材料还具有硅材料所没 有的良好的线性电光效应,因此一般的体型铌酸锂调制器的线性度远大于硅调制器的线性度。绝缘体 上薄膜铌酸锂(LNOI)技术可以实现铌酸锂材料片 上集成,缩小了器件尺寸。近年来,LNOI已成为一 种很有前途的波导形成平台。

2016年,中 佛 罗 里 达 大 学 报 道 了 一 种 紧 凑 型 50GHz硅上薄膜铌酸锂紧凑型 电 光 调 制 器[47],如图26所示。研究人员通过离子注入和室温键合在 硅衬底上将 400nm 厚 的 y 切 向 铌 酸 锂 薄 膜 覆 在2μm 厚的 热 生 长 二 氧 化 硅 层 上,制 备 了 臂 长 为8mm 的推挽结构 MZI调制器;相比于传统的体型铌酸锂 MZI(电极臂长通常为3cm),该调制器大大缩短了器件尺寸,其半波电压长度积在50GHz时小于 6.5V·cm,三 阶 互 调 SFDR 在 1 GHz 时 为97.3dB,在10GHz时为92.6dB。他们在铌酸锂层上刻蚀出了1.3μm 厚的 SiN 单模脊波导,然后将苯并环丁烯(BCB)作为光学包层,通过仿真实现 了约70%的 光 学 模 式 被 约 束 在 LN 层 中。他 们 指 出,如 果 铌 酸 锂 层 中 能 够 约 束 的 光 学 模 式 多 于70%,则可以进一步降低驱动电压。

图26 硅上薄膜铌酸锂紧凑型电光调制器[47]。(a)1550nm TE 场;(b)10GHz射频场

        为了克服硅调制器的非线性,人们研究了在硅 上异质 集 成 具 有 线 性 电 光 效 应 材 料 的 方 法。2015 年,Chen 等[48]报道了一种粘有铌酸锂薄膜的 硅 环 调制器,如图27所示。该器件由一个硅条波导环形 谐振器和一个1μm 厚的x 切向铌酸锂薄膜组成,该薄膜通过 BCB 键合。铌酸锂晶体的z 轴方向垂 直于环的直截面的传播方向。用铌酸锂作为电光介 质,避免了硅等离子体色散效应的非线性调制,隔离 了环形腔的线性特性。经理论推导,二次谐波失真(SHD)和IMD3取决于偏置波长,微环谐振器的洛 伦兹传递函数具有零三阶失真(偏置点为 0.48)和 零二阶失真(偏置点为0.24),而基于等离子体色散 效应的传统硅环调制器中不存在无失真偏置点。相 比之下,硅/铌酸锂混合平台可以利用这些无失真偏 置点实现高线性度。在1GHz和10GHz下,硅/铌酸锂 混 合 调 制 器 的 三 阶 互 调 失 真 SFDR 分 别 为 98.1dB·Hz2/3 和87.6dB·Hz2/3,比 基 于 等 离 子 体色散效应的硅环调制器大一个数量级。

图27 硅/铌酸锂混合环形调制器[48]。(a)结构图;(b)横截面图;(c)实物器件的俯视显微图;(d)电极的电镜图 

       2019年,中山大学的蔡鑫伦课题组[49]基于硅和 铌酸锂混合集成平台,实现了一种采用两层混合集 成波导和垂直绝热耦合器的硅/铌酸锂混合 MZM。该调制器 具 有 低 损 耗、低 驱 动 电 压、大 带 宽、高 线性度、结 构 紧 凑、制 造 成 本 低 的 特 点。图28 显 示 了硅/铌酸锂混 合 MZM 的 结 构 示 意 图。该 硅/铌酸锂混合 MZM 由 两 个 波 导 层 和 垂 直 绝 热 耦 合 器 (VAC)组成,顶 部 波 导 由 x 切 向 铌 酸 锂 膜 干 法 刻 蚀形成,用作发 生 电 光 相 互 作 用 (普 克 尔 效 应)的 相位调制器。底部 SOI电路 支 持 所 有 其 他 无 源 功 能,包括 两 个 用 于 分 离 和 组 合 光 功 率 的 3dB 多模干涉(MMI)耦合器以及两个用于片外耦合的光

图28 硅/铌酸锂混合 MZM 的结构示意图[49]

栅耦合器。该 单 个 调 制 器 的 带 宽 大 于 70GHz,调制 速 率 高 达 112GB/s,1 GHz 下 的 SFDR3 为99.6dB·Hz2/3,这一数值相比普通商用铌酸锂调制器提高了5dB·Hz2/3。电光调制器线性化处理的常用方案的总结与分 析如表2所示。为了更加清楚地展示不同线性度提 升方法的效果,表3 列举了不同调制器结构的线性 化性能参数。

表2 电光调制器线性化处理的常用方案

表3 不同调制器结构的性能参数

5 结束语

总体来说,改善调制器线性度主要可以从电学 域和光学域两个不同的领域着手。在电学域上,一 种方法是从输入端对射频信号进行预失真处理,另 一种方法是从输出端对数字采样信号进行线性化处 理。电学域线性化方法较为传统,而且电子控制设 备相对复杂,通常作为对已有调制器进行线性化补 偿的方法。光学域线性化致力于通过光学方法消除 非线性分量,不引入多余的电子或补偿设备。在光 学结构上进 行 设 计,可 以 实 现 高 线 性 度 的 调 制 器。随着集成光学与片上集成光电器件的不断发展,光 学域线性化方法逐渐成为研究热点,这类方法通常 有光 学 偏 振 法、MZM 串/并 联 法、微 环 辅 助 MZM 法,这三种方法可以相互交叉组合使用。

在电光调制器线性化处理中经常需要使调制器 的射频功率分配比、光偏振功率分配比或者工作点 保持稳定,但调制器在工作过程中产生的温度漂移 会对其线性度的稳定性产生影响。目前,有关零点 漂移对调制器线性度稳定性的研究相对较少。解决 温度等环境因素带来的工作点漂移的问题,通常有 两种方法:一是减少调制器中杂质离子的含量,并采用特殊高效的制作工艺优化器件的结构,从而有效 抑制调制器的工作点漂移,但此方法涉及制作方法 与材料的改进,成本较高[52];二是 使 用 电 子 负 反 馈 进行控制。解决电光调制器零点漂移问题的方法相 对较多[53-54],减小零点漂移有助于提高调制器在长 时间工作下线性度的稳定性。值得一提的是,中山 大学蔡鑫伦课题组[55-56]在硅/铌酸锂异质混合集成 调制器中,利用稳定高效的热光效应制作了由薄膜 加热电阻和硅波导构成的热调移相器,用它来实现 调制器偏置点的控制;该方法避免了在铌酸锂波导 上施加直流偏压带来的偏置点漂移现象,实验结果 显示调制器具有良好的工作点稳定性。

现有的常 用 器 件 制 备 材 料 平 台,如 硅、磷 化 铟 (InP)、氮化 硅(SiNx )等,正 面 临 着 特 殊 的 挑 战,尤 其是在实现高性能电光响应(EO)组件方面。SiNx 不允许光调制;硅材料通过载流子色散效应进行调 制,线性度与调制速率受 PN 结的影响,同时硅具有 较高的热光系数,因此基于硅材料制备的器件对环 境温度变化的敏感度较高,而且硅易受到双光子吸 收效应的影响,难以设计出同时满足低损耗、高带 宽和高线性度的电光调制器;InP 可以实 现 各 种 有 源和无源元件,但其波导损耗相对较高,调制器的线性度有限。LNOI具有十分均衡 的 性 能 表 现,它 具有大透明窗口和超低线性损耗,而且有着良好的线性电 光 效 应,能 实 现 高 性 能 EO 调 制 器 (带 宽 高 达100GHz,5V 以下的半波电压,小于0.5dB的片上插入损耗,大于100dB·Hz2/3 的 SFDR),相较于其他材料平台有着独 特 的 优 势[57]。传 统 的 LNOI的 制备工艺是电子束曝光刻蚀(EBL),该工艺生产周 期长,成 本 较 高。近 期 有 学 者[58]采 用 晶 圆 级 紫 外 (UV)光刻 和 湿 法 刻 蚀 技 术 制 备 了 LNOI调 制 器,获得了高质量的波导与电极,使得 LNOI调制器向 着大规模、低成本制造又迈进了一大步。随着薄膜 LNOI技术的日益成熟,采用线性效应更好 的 材 料 以及更高效的工艺,很有希望进一步提高集成片上 电光调制器的线性度。

---

文章作者：刘子溪,曾成 夏金松  

华中科技大学武汉光电国家研究中心,湖北 武汉 430074

文章来源：《中国激光》期刊